Uit eindbuizen kan meer dan het dubbele uitgangsvermogen gehaald worden door de voedingsspanning te verdubbelen (van 360 naar 740 V) en de primaire impedantie van de uitgangstransformator twee maal groter te kiezen (Zaa van 4 kOhm naar 8 kOhm). De maximale wisselstroom door de buizen neemt dan niet toe, terwijl de spanningsvariatie twee keer zo groot wordt. De schermroosters kunnen meestal die verhoogde voedingsspanning niet aan (doorslag en/of te grote schermrooster dissipatie) en houden in deze versterker daarom hun oorspronkelijke voedingsspanning van 360 V. Hoe het een en ander is uitgewerkt, staat in het schema, terwijl de specificaties in form-19 (klik 
hier) zijn weergegeven.
Een andere manier om het dubbele uitgangsvermogen uit te leggen is door te kijken naar de Ia-Vak-Vgk karakteristieken. Deze veranderen niet omdat Vg2 constant blijft. Het rustpunt ligt (vergelijk met versterker 10) nu bij 740 V in plaats van 360 V. De belastingslijn van de primaire wikkeling van de uitgangstrafo moet half zo stijl verlopen, anders wordt de stroom te groot en dat kan de buis niet leveren. Dus Zaa wordt nu 8 kOhm. Het vermogen is de wisselspanning in het kwadraat gedeeld door Zaa. De primaire wisselspanning kan twee maal zo groot worden (V0 nu op 740 V) en Zaa is twee maal zo groot. Dan is het vermogen effectief ook twee keer zo groot geworden in vergelijk met versterker 10.
Wat nu heel belangrijk is dat de buis niet boven zijn grenzen wordt belast. Voor de EL34 is een maximale anodedissipatie Pa,max = 25 W toegestaan. Bij 740 V voedingsspanning is dan een maximale ruststroom Io = 25/740 = 34 mA mogelijk. Ik heb 25 mA gebruikt om de EL34 eindbuizen niet op hun grens te belasten. Bij deze instelling blijkt de ruststroom echter toch te laag te zijn. In de Lissajoux afbeelding (Vuit op verticale scoop-as en Vin op horizontale scoop-as) is overduidelijk de overgang zichtbaar van klasse A (beide buizen geleiden) naar klasse AB (de eindbuizen nemen afwisselend bij grote signaalamplitudes de stroomlevering over). De Lissajoux-lijn is dus niet recht en deze vooral 3-e harmonische vervorming hoor je. Voor gitaar is dat niet erg, maar het past niet in high-end.
De oplossing om de hoorbare klasse A naar AB vervorming te voorkomen is het vergroten van de ruststroom. De EL34 is dan niet meer geschikt. Betere buizen zijn dan de 6550-WA (Io = 40 mA; Pa,max = 35 W) of de EL156 of KT90/99 (Io = 50 mA; Pa,max = 50 W). Als sneeuw voor de zon verdwijnt daar de klasse A naar AB vervorming en een veel schoner geluidsbeeld is het resultaat.
Omdat de versterker in pentode instelling staat is de dempingsfactor laag. Dit kan verbeterd worden door tegenkoppeling toe te passen. In het schema is de tot nu toe nog niet gebruikte tegenkoppelweerstand R4 aangeduid met "???". Verbindt R4 met de secundaire witte (pin 4) aansluiting en kies voor R4 waarden beginnend bij 1 MOhm tot steeds kleinere waarden. Hoe kleiner R4, des te groter de tegenkoppeling en de dempingsfactor. Deze afstemming kan op het gehoor geschieden totdat de demping groot genoeg is om de basweergave voldoende onder controle te houden. Merk bij deze "afstemming" ook op dat door de tegenkoppeling het fraaie dynamische karakter van de versterker afneemt. Hier blijkt dat je bij tegenkoppelen winst kunt behalen, maar dat je tegelijkertijd ook fraaie eigenschappen verliest. Daarom adviseer ik om de optimale waarde van R4 op het gehoor vast te stellen. Een laatste opmerking: toen ik de uitgangstransformator VDV-GIT80 ontwikkelde ging ik uit van de ontwerpeis dat bij 80 Watt de laagste volvermogen frequentie 40 Hz moest bedragen. Uit de metingen blijkt echter dat de uitgangstransformator vele malen beter is, want deze laagste frequentie ligt bij 24 Hz. Zou ik me dan tijdens het ontwerpen vergist hebben? Nee, ik ben de VDV-GIT80 steeds aan het verbeteren en maak nu gebruik van heel hoogwaardig kernblik.
Volgende keer versterker 20: hoog vermogen met lokale tegenkoppeling